電路設計論文匯總十篇

序論：好文章的創作是一個不斷探索和完善的過程，我們為您推薦十篇電路設計論文范例，希望它們能助您一臂之力，提升您的閱讀品質，帶來更深刻的閱讀感受。

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2設計方案

2.1總體方案根據系統要求，所設計的驅動電路應具有將5V電壓升至200V的能力，實踐中常采用拓撲結構為DC－DC升壓變換器的電路以實現升壓［9－10］，但對于復雜的數字微流控系統采用該方式會導致驅動電路的體積過于龐大。為縮小電路體積以節省實驗空間，提出了使用集成芯片搭建的高度集成化驅動電路，電路結構如圖3所示。計算機通過由軟件LabVIEW搭建的窗口界面向驅動電路中的單片機發送128路方波輸出的電壓幅度和頻率信息，單片機對計算機發送的指令進行解析，然后以特定時間間隔向32通道D／A芯片發送相應的方波電壓信息，進而實現指定頻率和幅度的方波輸出。

2.2單片機設計的電路中所使用的單片機為PIC24H，該系列單片機是美國微芯科技公司推出的十六位精簡指令集微控制器，具有高速度、低工作電壓、低功耗等特點，以及較大的輸出驅動能力和較強的計算能力。PIC24H的主要任務為：接收由計算機輸入的電壓幅值與頻率信息，根據頻率計算出方波周期，然后每半個周期時間向D／A芯片分別發送輸出方波最大和最小電壓幅值指令，進而實現特定電壓幅值和頻率的方波輸出。電路連接時，將USB芯片輸出端口D0～D7，以及RD、WR、TXE和RXF分別與單片機任意I／O口相連接，實現從USB芯片并行I／O接口的數據讀取；將D／A芯片輸入端口SCLK、DIN、SYNC分別與單片機其他空余I／O口相連接，實現單片機對D／A芯片輸出的控制，電路連接原理框圖如圖4所示。驅動電路使用USB接口芯片可實現完成USB串行總線和8位并行FIFO接口之間的相互協議轉換。其優點在于，對于開發者只需熟悉單片機編程及簡單的VC編程，而無需考慮固件設計以及驅動程序的編寫，從而能大大縮短USB外設產品的開發周期。

2.3USB接口芯片的設計驅動電路中的USB接口芯片選用FT245R，該芯片是由FTDI公司推出的第二代USB接口芯片，與其他芯片相比，應用FT245R芯片進行USB外設開發，只需熟悉單片機編程及簡單的VC編程，而無需考慮固件設計以及驅動程序的編寫，從而能大大縮短USB外設產品的開發周期。此外，FT245R支持USB2．0規范，滿足項目需求。FT245R芯片可實現USB接口與并行I／O接口之間數據的傳輸。USB收發器從計算機接受USB串行數據后，由串行接口引擎將數據轉換成并行數據，儲存在FIFO接收緩沖區，當讀取信號為低時，就將接收緩沖區的數據送到并行輸出數據線上。考慮電磁兼容性設計，在USB接口的電源端連接一個磁珠，以減少設備的噪聲和USB電纜輻射對芯片產生的電磁干擾。

2.4D／A的配置及電源設計電路中使用的32通道D／A芯片最高輸出電壓為200V，精度為14bit，滿足每路輸出電壓幅值和精度的要求。電路的128通道輸出可由4片A／D芯片實現。A／D芯片的輸出電壓由單片機控制，由于單片機PIC24H與A／D芯片都支持SPI協議，因此本電路使用SPI接口傳輸完成單片機和A／D之間的通信。A／D芯片要實現0～200V范圍內的電壓輸出，需要配置－5V、4．096V、5V和200V，而電路只有5V直流供電，因此需將5V轉換為－5V、4．096V和200V。設計的電路中分別選用相應的升壓芯片完成電壓的轉換。

3電路制作

根據上述設計方案，選取合適的芯片，制作完成該驅動電路，電路如圖5所示。向該電路輸入相應的輸出電壓指令，測得在0～180V的范圍內，實際輸出電壓和期望輸入電壓之間的誤差基本小于0．1V，滿足設計要求。所設計的電路在15V、50V、75V、125V、175V這5個采樣點上相應的輸入－輸出數據如表1所示。在0～180V的輸出范圍內，等間隔的選擇180個點，獲得輸入指令和輸出電壓之間的關系曲線如圖6所示，電路的輸出電壓在0～200V范圍內均與輸入電壓指令相符。實驗中的數字微流控芯片需要實現對液滴的基本操作，其方法為對液滴移動路線上的電極依次通電，所加電壓為交流電壓。交流電壓可以通過在指定時刻對D／A芯片輸入相關輸出電壓信息，從而獲得所需交流電壓輸出。經過實驗驗證，所制作的電路可以實現對數字微流控芯片上液滴的控制。液滴移動如圖7所示。

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本文實現了將VGA接口信號轉換到模擬液晶屏上顯示的驅動電路,采用ADI公司的高性能DSP芯片ADSP—21160來實現驅動電路的主要功能。

硬件電路設計

AD9883A是高性能的三通道視頻ADC可以同時實現對RGB三色信號的實時采樣。系統采用32位浮點芯片ADSP-21160來處理數據,能實時完成伽瑪校正、時基校正,圖像優化等處理,且滿足了系統的各項性能需求。ADSP-21160有6個獨立的高速8位并行鏈路口,分別連接ADSP-21160前端的模數轉換芯片AD9883A和后端的數模轉換芯片ADV7125。ADSP-21160具有超級哈佛結構,支持單指令多操作數(SIMD)模式,采用高效的匯編語言編程能實現對視頻信號的實時處理,不會因為處理數據時間長而出現延遲。

系統硬件原理框圖如圖1所示。系統采用不同的鏈路口完成輸入和輸出,可以避免采用總線可能產生的通道沖突。模擬視頻信號由AD9883A完成模數轉換。AD9883A是個三通道的ADC,因此系統可以完成單色的視頻信號處理,也可以完成彩色的視頻信號處理。采樣所得視頻數字信號經鏈路口輸入到ADSP-21160,完成處理后由不同的鏈路口輸出到ADV7125,完成數模轉換。ADV7125是三通道的DAC,同樣也可以用于處理彩色信號。輸出視頻信號到灰度電壓產生電路,得到驅動液晶屏所需要的驅動電壓。ADSP-21160還有通用可編程I/O標志腳,可用于接受外部控制信號,給系統及其模塊發送控制信息,以使整個系統穩定有序地工作。例如,ADSP-21160為灰度電壓產生電路和液晶屏提供必要的控制信號。另外,系統還設置了一些LED燈,用于直觀的指示系統硬件及DSP內部程序各模塊的工作狀態。

本設計采用從閃存引導的方式加載DSP的程序文件,閃存具有很高的性價比,體積小,功耗低。由于本系統中的閃

存既要存儲DSP程序,又要保存對應于不同的伽瑪值的查找表數據以及部分預設的顯示數據,故選擇ST公司的容量較大的M29W641DL,既能保存程序代碼,又能保存必要的數據信息。

圖2為DSP與閃存的接口電路。因為采用8位閃存引導方式,所以ADSP-21160地址線應使用A20-A0,數據線為D39—32,讀、寫和片選信號分別接到閃存相應引腳上。

系統功能及實現

本設計采用ADSP-21160完成伽瑪校正、時基校正、時鐘發生2S、圖像優化和控制信號的產生等功能。

1伽瑪校正原理

在LCD中,驅動IC/LSI的DAC圖像數據信號線性變化,而液晶的電光特性是非線性,所以要調節對液晶所加的外加電壓,使其滿足液晶顯示亮度的線性,即伽瑪(Y)校正。Y校正是一個實現圖像能夠盡可能真實地反映原物體或原圖像視覺信息的重要過程。利用查找表來補償液晶電光特性的Y校正方法能使液晶顯示系統具有理想的傳輸函數。未校正時液晶顯示系統的輸入輸出曲線呈S形。伽瑪表的作用就是通過對ADC進來的信號進行反S形的非線性變換,最終使液晶顯示系統的輸入輸出曲線滿足實際要求。

LCD的Y校正圖形如圖3所示,左圖是LCD的電光特性曲線圖,右圖是LCD亮度特性曲線和電壓的模數轉換圖。

2伽瑪校正的實現

本文采用較科學的Y校正處理技術,對數字三基信號分別進行數字Y校正(也可以對模擬三基信號分別進行Y校正)。在完成v校正的同時,并不損失灰度層次,使全彩色顯示屏圖像更鮮艷,更逼真,更清晰。

某單色光Y調整過程如圖4所示,其他二色與此相同。以單色光v調整為例:ADSP-21160首先根據外部提供的一組控制信號,進行第一次查表,得到Y調整系數(Y值)。然后根據該Y值和輸入的顯示數據進行第二次查表,得到經校正后的顯示數據。第一次查表的Y值是通過外部的控制信號輸入到控制模塊進行第一次查表得到的。8位顯示數據信號可查表數字0～255種灰度級顯示數據(Y校正后)。

3圖像優化

為了提高圖像質量,ADSP-21160內部還設計了圖像效果優化及特技模塊,許多在模擬處理中無法進行的工作可以在數字處理中進行,例如,二維數字濾波、輪廓校正,細節補償頻率微調、準確的彩色矩陣(線性矩陣電路),黑斑校正、g校正、孔闌校正、增益調整、黑電平控制及雜散光補償、對比度調節等,這些處理都提高了圖像質量。

數字特技是對視頻信號本身進行尺寸、位置變化和亮,色信號變化的數字化處理,它能使圖像變成各種形狀,在屏幕上任意放縮,旋轉等,這些是模擬特技無法實現的。還可以設計濾波器來濾除一些干擾信號和噪聲信號等,使圖像的清晰度更高,更好地再現原始圖像。所有的信號和數據都是存儲在DSP內部,由它內部產生的時鐘模塊和控制模塊實現的。

4時基校正及系統控制

由于ADSP-21160內部各個模塊的功能和處理時間不同,各模塊之間存在一定延時,故需要進行數字時基校正,使存儲器最終輸出的數據能嚴格對齊,而不會出現信息的重疊或不連續。數字時基校正主要用于校正視頻信號中的行,場同步信號的時基誤差。首先,將被校正的信號以它的時基信號為基準寫入存儲器,然后,以TFT-LCD的時基信號為基準讀出,即可得到時基誤差較小的視頻信號。同時它還附加了其他功能,可以對視頻信號的色度、亮度、飽和度進行調節,同時對行、場相位、負載波相位進行調節,并具有時鐘臺標的功能。

控制模塊主要負責控制時序驅動邏輯電路以管理和操作各功能模塊,如顯示數據存儲器的管理和操作,負責將顯示數據和指令參數傳輸到位,負責將參數寄存器的內容轉換成相應的顯示功能邏輯。內部的信號發生器產生控制信號及地址,根據水平和垂直顯示及消隱計數器的值產生控制信號。此外,它還可以接收外部控制信號,以實現人機交互,從而使該電路的功能更加強大,更加靈活。

此外,ADSP21160的內部還設計了I2C總線控制模塊,模擬FC總線的工作,為外部的具有I2C接口的器件提供SCLK(串行時鐘信號)和SDA(雙向串行數據信號)。模擬I2C工作狀態如圖5和圖6所示。

系統軟件實現

在軟件設計如圖7所示,采用Matlab軟件計算出校正值,并以查找表的文件形式存儲,供時序的調用。系統上電

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EFT/B干擾信號在線路傳導過程中，其中的共模干擾信號頻率高，且干擾幅度大，對設備的影響較大，差模信號頻率低，干擾幅度小，對設備的影響也較小，所以針對高頻干擾信號較強這一情況，我們的濾波電路設計為低通濾波電路，見圖1。圖中，C1和C2電容為差模濾波電容，主要是為了濾除差模信號，為了防止在通電的瞬間產生較大的沖擊電流，此電容選用不宜過大。C3和C4為共模濾波電容，和共模扼流圈一起，共同組成共模濾波電路濾除電源線和地線之間的共模干擾。

L1為共模扼流圈（圖2），采用鐵氧體做磁芯，雙線反向并繞，由結構特點，對中高頻的共模干擾信號呈現很大阻抗，抑制中高頻共模信號通過，達到濾波的目的。理想的共模扼流圈對差模干擾信號本無抑制作用，但實際上繞組線圈之間存在的間隙，也會產生差模電感，對差模干擾信號也有一定的抑制作用。另外共模電感還可以抑制本身不向外發出電磁干擾，避免影響其他設備電路工作。共模扼流圈上的電感為儲能元件，在抑制傳導性干擾上有明顯作用，但是電感本身的適用頻率一般不高于50MHz，所以對高于50MHz的超高頻干擾信號，我們在輸入信號線加鐵氧體磁環來抑制超高頻干擾。

鐵氧體磁環是一種很常用的濾波材料，它本身屬于能量轉換器件，低頻信號通過時，鐵氧體磁環不會影響數據和有用信號的傳輸，但高頻信號通過時，鐵氧體磁環會大大增加阻抗，把高頻干擾轉換為熱量消耗掉。實驗證明，鐵氧體的確對濾波電路的濾波效果產生了非常積極的作用。根據上面的設計方案，我們用通過試驗做一下驗證。試驗中，EFT/B信號U=4KV，分別注入L線和N線，得數據如表格1。由表格1的實驗數據，我們可以得出，濾波器對EFT/B干擾信號有很明顯的抑制效果，不管是差模部分還是共模部分均取得滿意效果。

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1.2電路模型構建和分析按照前面的分析，M2和M4提供偏置電流，如果要保證電流經過電阻R的電流與偏置電流一致，并控制其參數，根據電流鏡的原理，只需要對M1的寬度進行調整，設置為M2的3.5倍。如果此時Ir=1則驅動電路工作電流為3.5mA。同時設定電阻R=200Ω，并確定M2和M4寬長比一致，設定二者漏極電流就可獲得其相對應的電壓。為了獲得穩定的工作電流3.5mA，設計要求M1和M3的漏極電流為3.5mA。根據電流鏡的工作原理，可以得到各個關鍵位置的基本參數。獲得相關的M2和M4的比值。在電路輸出后，為了保證反轉時性能的穩定，M5-M8管應保持參數一致。所以計算其中一個即可獲得其他的參數。在電流導通的時候M5是非飽和狀態，因此在輸出時LVDS的高電壓為1.25V，同時電流源的電流為3.5mA，所以MOS開關啟動的時候，漏流為3.5mA，而Vds則很小，為100mA。經過計算可以得到M5的寬長比。實際中往往取值較大，因為這樣可以減少溝道電阻，加快電平的轉換速度。通過仿真可以對LVDS的驅動器進行修正，最終獲得各個MOS管的尺寸、電阻和電容等，提高電路的性能。

2LVDS接受設計

在設計中電路的核心部分是接受電路，電路圖如下，in1和in2為LVDS輸入信號，經過運算和放大后，經由反向器輸出。按照電流鏡的基本原理其中M3和M4的參數一致。此時Id3為主導，Id4隨其發生改變，且二者相等。如果in1和in2相同，此時Id1=Id2；Id3=Id4.從而Id4=Id1=Id2，Iout為零。如果輸入的差分信號為共模則電流為零。如果輸入信號中in1大于in2則PMOS將發揮作用，此時電流只能從out端流出，而Iout大于零。相反則出現Iout小于零的情況，輸入的LVDS信號直接會導致Iout的改變。按照差分放大器的各種性能要求，利用相關公式即可獲得相關技術參數，各個點位的電壓和電流，如圖2中所示。

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2改進的并行擾碼與解擾電路

前面已經提到，協議規定的擾碼與解擾模塊位于數據傳輸層和數據鏈路層之間，在傳輸層數據成幀的過程中，發射器為了與接收器之間達到同步會在用戶數據前發送編碼數據同步序列和初始通道校準序列，協議要求在這兩種序列發送的過程中是不能進行擾碼的，在此過程中擾碼器和解擾器處于非工作狀態。另一方面，在用戶數據到達后，擾碼器和解擾器要開始工作，如果此時擾碼器與解擾器中移位寄存器的初始狀態值不同，會導致接收端不能正確恢復用戶數據前兩個字節值［4］。為了避免前兩個字節值的丟失，在擾碼器與解擾器的移位寄存器同步之前，用戶數據前兩個字節可以在無擾碼操作的情況下傳輸，兩個字節之后，擾碼器與解擾器移位寄存器的狀態就會由用戶數據的前兩個字節所確定，這時能夠保證達到同步狀態。基于以上考慮，提出一種帶使能信號的改進擾碼與解擾電路結構［4］，如圖3所示。此時擾碼器和解擾器都加入了一個使能控制信號。當en信號為低電平時，輸入不經擾碼直接輸出;同理在接收端也不用解擾。兩個字節之后，擾碼器和解擾器移位寄存器中的狀態都是由輸入決定的確定值，此時可將en信號電平拉高，進行正常的擾碼與解擾操作。

3仿真結果

用MODELSIM軟件對設計的并行擾碼和解擾電路進行了功能仿真。把擾碼電路和解擾電路串聯起來進行了仿真，仿真結果如圖4和圖5所示。由仿真結果看出，無論是8位并行擾碼還是16位并行擾碼，前兩個字節都沒有被擾碼，當然也沒有被解擾，此時擾碼器的輸出和解擾器的輸出是相同的。從第3個字節開始，擾碼器和解擾器就進行了正常的擾碼與解擾。這樣的輸出結果正是協議的規范和要求。而解擾器的輸出與擾碼器的輸入是完全相同的，從而證明了電路擾碼和解擾功能的正確性。用DesignCompiler軟件對設計進行綜合，得到電路在面積、動態功耗、弛豫時間等方面的結果，如表1所示。由以上綜合結果可以看出，該電路功耗很低，至少可以運行于較高頻率，滿足協議對加擾電路的速度要求。

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2研究型實踐教學模式的具體實施

2.1課程結構優化

指導學生接觸各類資料，能夠提出問題，進而解決問題以掌握知識、應用知識，完成對知識的一個探求過程；對實驗內容進行適當調整和完善，使課程體系更全面更科學，更能貼近行業發展，更能體現學生的主動性。

2.2采用課堂討論進行專題研討的教學方法

在研究型實踐教學模式中，師生互動有助于學生對基本概念、基本理論、基本方法的理解和掌握。根據課程需要，結合國內外的研究現狀和發展趨勢，采用與行業內吻合的實驗軟件，挑選合適的電路原型做仿真設計，并共同探討電路的優化方案。

2.3專業資料查詢能力培養

為學生提供研究資料或指導學生進行資料查詢、整理，鼓勵學生從圖書館、書店、網絡等各種途徑查閱文獻資料，以充實自己的研究基礎。提醒學生要對已收集的資料進行批判性的研究，去偽存真，指導學生從這些資料中總結、分析、解釋與實踐研究課題相關的理論、知識經驗以及前人的研究成果。

2.4指導學生撰寫專題論文（報告）

在研究型實踐教學過程中，指導學生通過論文、調查報告、工作研究、分析報告、可行性論證報告等形式記錄實踐研究成果。在撰寫論文時，要求學生要了解實踐課題研究報告的一般撰寫格式；要先擬訂論文的寫作提綱，組織好論文的結構，做到綱舉目張；會用簡練、嚴謹、準確的語言表達自己的思想，不追求文章的長短。指導學生開展專題電路討論，由學生根據自己感興趣的課題來查找文獻資料，進行研究，完成電路設計和仿真，最后完成專題論文的撰寫。

2.5鼓勵學生參與課題研究

為調動學生參與科研創新活動的積極性，激發學生的創新思維，提高學生實踐創新能力，鼓勵學生參加老師的課題，鍛煉學生的動手能力，培養“研究型”的思維模式。

3研究型實踐教學模式對教師和學生的要求

3.1研究型實踐教學模式對教師的要求

研究型實踐教學模式的實施對任課教師提出了新的要求：一是要熟練地掌握課程的基礎知識和內在結構，還要掌握與課程相關的專業基礎知識和實踐的基本技能；二是要掌握學科最新信息，不斷更新知識，了解課程所涉及學科的最新動態和取得的最新研究成果；三是要熟練運用科學研究的方法和手段。這些都對教師提出了更高的要求。

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基于聲音炮彈檢測電路主要硬件包括單片機及其電路和炮聲采集、識別電路兩部分。微處理器控制整個檢測系統，對前端電路采集到的炮聲進行處理，并利用軟件控制進行記錄和輸出顯示。根據系統需要，除了這兩個主要部分之外，還相應的設計了一些輔助單元模塊，如電源模塊，數據顯示單元等。電源模塊主要用于給整個硬件電路提供穩定的電壓，保證各部分的正常工作；數據顯示單元用來對單片機系統處理后的數據進行外部顯示，硬件框圖如圖1所示。該電路的具體工作過程為：首先進行聲音采集，將采集的聲音轉化為相應的電信號再進行前置放大，然后將放大的信號通過比較器進行聲音識別，而識別后的聲音被轉化為相應的高低電平，這樣就可以傳給單片機系統進行數據處理，最后將處理后的數據輸出顯示。

1.2電路設計

基于聲音炮彈檢測電路主要包括聲音采集放大電路、炮聲識別電路、單片機電路、電源電路、數據顯示等五個主要模塊。下面主要介紹聲音采集放大電路、炮聲識別電路、單片機電路。

1.2.1聲音采集放大電路

聲音采集放大電路是本設計硬件電路里面的重點。對于聲音采集，由于炮聲聲音大、頻率高的特點，本設計選用的是國產白點（靈敏度最低）駐極體話筒。它還具有體積小、頻率范圍寬和成本低等特點。聲音采集放大電路如圖2，駐極體話筒實時采集外部聲音，并將大小不同的聲音轉化為相應的電信號輸出，通過隔直通交電容C1作為前置放大電路的輸入。本設計中，前置放大選用的芯片為LM358。此芯片內部具有兩個獨立的、高增益、內部頻率補償的雙運算放大器。工作電源電壓范圍寬，單電源使用時為3～30V，也可用在雙電源工作模式下。它在實際生活中的應用已經很成熟，常出現在傳感放大器、直流增益模塊和其他用單電源供電的使用運算放大器的場合。該設計應用LM358作運算放大器，放大倍數由電阻R4、R5決定，其中R5為滑動變阻器，故該電路放大輸出信號在一定范圍內可調。

1.2.2炮聲識別電路

聲音信號經放大后輸入到識別轉換電路中，該電路實質是一個比較器。在電路工作時，放大后的信號輸入到比較器的反相輸入端，而同相輸入端設置為炮聲參考電壓。若輸入為炮聲信號，則通過比較器，輸出低電平；相反若為其它信號或無信號，則通過比較器，輸出持續高電平。這就實現了炮聲的識別，而比較器的輸出只有高低電平，從而也實現了信號的轉換，可以輸送到單片機系統進行處理。在比較器中，本設計選用了LM393芯片（圖3）。

1.2.3單片機系統單元

本設計所用的單片機系統主要包括單片機STC89C52，時鐘產生電路，復位電路。時鐘電路提生內部時序的振蕩信號。除了上電復位外，有時還需要手動復位，通常是在RST端和正電源VCC間加一個按鍵，利用按鍵按下對RST端電平的影響來實現。

2軟件設計與實現

軟件設計采用C語言編寫，編譯器使用美國KeilC51開發。軟件包含主程序、中斷處理子程序、定時清零子程序、屏蔽干擾子程序和數據顯示子程序。通過仿真將整個軟件部分調試正常后，最后進行軟硬件聯調。將調好的程序通過下載器燒錄到單片機STC89C52中，配合整個硬件電路工作。無信號輸入時，數碼管顯示“P-00”，為正常開機顯示。當模擬炮聲輸入時，檢測結果不夠準確，顯示數據比實際炮聲個數多，經過對程序的反復調試，最終顯示結果能夠達到一定準確性。

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2硬件電路設計

硬件電路設計分為水下和水上兩部分。水下和水上都是以STM32F103VE芯片為核心，通過各自電路以實現各自功能。STM32系列是專門為要求高性能、低成本、低功耗的嵌入式應用設計的ARMCortex內核，本設計所用芯片主頻為72MHz,從閃存執行代碼，功耗27mA，是32位市場上功耗最低的產品之一，相當于0.375mA/MHz。

2.1水下電路設計

水下部分電路主要有主控電路、流速測量電路、姿態解算電路、鋰離子電池充放電及其保護電路、數據存儲及傳輸電路，壓力、溫度采集電路5部分組成。

2.1.1流速測量

流速是本設計最重要數據，因此本設計選用低功耗、高溫度穩定性霍爾器件A1220作為機械轉子轉速測量傳感器。A1220內部集成動態補償電路，低通濾波電路，施密特觸發器，電壓比較器等，我們可以看到霍爾器件輸出為規則方波，因此我們可直接由STM芯片采集這些方波信號就能達到我們的需求。

2.1.2姿態解算電路

本設計采用InvenSense公司的整合性6軸（3軸陀螺儀、3軸加速度計）運動處理組件MPU-6050和Honeywell公司的3軸數字羅盤HMC5883L來采集探測器角加速度W、線加速度A、磁場強度Η，用四元數的方法進行數據融合，計算探測器姿態角。

2.1.3電源電路

電源作為海流計運行的動力，其電路設計的優劣不僅決定設備能否正常運行而且還決定了設備是否安全運行。本設計采用摩米士三星GalaxyNote3高容量鋰離子電池作為電源，采用LINEAR公司的可編程充電電流的單節鋰離子充電管理芯片LTC4054，自動檢測鋰離子電池電壓及充電電流變化使鋰離子電池充電過程自動在涓流充電、恒流充電、恒壓充電、充電終止這四個充電過程切換，避免了處理器的參與，減少處理器的負擔；采用TexasInstruments公司的單節鋰離子電池電量檢測和保護芯片BQ28Z560-R1，該芯片使用德州儀器ImpedanceTrackTM精確電量計算算法來報告電池狀態，同時提供續航時間（分鐘），充電所需時間（分鐘）、電池電壓和電池溫度等信息,此外該芯片還提供短路、過流充電和放電、過度充電和放電保護功能；采用LINEAR公司的寬輸入電壓同步降壓-升壓DC/DC轉換器，該芯片可由動態輸入電壓（1.8~5.5V）獲得穩壓輸出，特別適合于鋰離子電池放電特點，改變了傳統先升壓再降壓的電路設計，降低了功耗。

2.1.4壓力、溫度采集電路設計

探測器所處的深度及該深度下的溫度同樣是海流計所需的數據，本設計采用MeasurementSpeclalties公司的工作深度0~3000m，高精度壓力傳感器89-03KA-4R，為了降低功耗每隔一段時間T單片機置位一次，BOOST管腳STM32采集Li_PRESSURE管腳上電壓，經轉化得到深度H。溫度傳感器采用pt100經24位模數轉換芯片AD7714轉換成數字信號，STM32采集數字信號，再轉化為溫度數據。為了提高精度，本設計采用高性能穩壓芯片壓力提供參考電壓，采用耦合電路避免處理器數字信號干擾。壓力采集電路如圖7所示。

2.2水上電路設計

水上電路主要有主控電路、無線數據傳輸電路、無線充電電路、顯示觸摸電路4部分組成。無線數據傳輸電路采用GFSK單片式收發芯片NRF24L01。水上和水下電路各連接一塊NRF24L01模塊，將水下探測器數據傳輸給水上接收電路。

3軟件設計

本設計軟件以Keil4為編譯平臺，采用模塊化編程思想，分別為水下探測部分和水上數據接收部分編寫了代碼，增加了代碼的可讀性，使設備易于升級維護。

3.1水下探測電路軟件設計

水下探測電路主要任務是采集機械轉子轉速、探測器姿態、壓力、溫度等信息，并將數據增加時間戳后存儲到SD卡中，其程序圖如圖9所示。

3.2水上接收電路軟件設計

水上接收電路主要功能是接收水下探測器測量的數據，此外還有控制鋰離子電池充電，控制數據傳輸，設置水下探測器采樣間隔，指示充電狀態，數據傳輸狀態的功能。

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二、優化課程教學方式方法

以多媒體教學為主，輔以必要的板書，力求給學生創造生動的課堂氛圍；以充分調動學生學習積極性和提升學生設計能力的目標為導向[3]，重點探索啟發式、探究式、討論式、參與式、翻轉課堂等教學模式，激勵學生自主學習；在教學講義的各章節中添加最新知識，期末開展前沿專題討論，幫助學生掌握學科前沿動態。傳統教學模式以板書為主，不能滿足集成電路設計課程信息量大的需求，借助多媒體手段可將大量前沿資訊和設計實例等信息展現給學生。由于集成電路設計理論基礎課程較為枯燥乏味，傳統的“老師講、學生聽”的教學模式容易激起學生的厭學情緒，課堂教學中應注意結合生產和生活實際進行講解，多列舉一些生動的實例，充分調動學生的積極性。另外，關于集成電路設計的書籍雖然很多，但是在深度和廣度方面都較適合作為本科生教材的卻很少，即便有也是出版時間較為久遠，跟不上集成電路行業的快速發展節奏，選擇一些較新的設計作為案例講解、鼓勵學生瀏覽一些行業資訊網站和論壇、開展前沿專題講座等可彌補教材和行業情況的脫節。

三、改革課程考核方式

改革課程考核、評價模式，一方面通過習題考核學生對基礎知識和基本理論的掌握情況；另一方面，通過項目實踐考核學生的基本技能，加大對學生的學習過程考核，突出對學生分析問題和解決問題能力、動手能力的考察；再者，在項目實踐中鼓勵學生勇于打破常規，充分發揮自己的主觀能動性，培養學生的創新意識。傳統“一張試卷”的考核方式太過死板、內容局限，不能充分體現學生的學習水平。集成電路設計牽涉到物理、數學、計算機、工程技術等多個學科的知識，要求學生既要有扎實的基礎知識和理論基礎，又要有很好的靈活性。因此，集成電路設計課程的考核應該是理論考試和項目實踐考核相結合，另外，考核是評價學生學習情況的一種手段，也應該是幫助學生總結和完善課程學習內容的一個途徑，課程考核不僅要看學生的學習成果，也要看學生應用所學知識的發散思維和創新能力。

四、加強實踐教學

在理論課程講解到集成電路的最小單元電路時就要求學生首先進行模擬仿真實驗，然后隨著課程的推進進行設計性實驗，倡導自選性、協作性實驗。理論課程講授完后，在暑期學期集中進行綜合性、更深層次的設計性實驗。集成電路設計是一門實踐性很強的課程，必須通過大量的項目實踐夯實學生的基礎知識水平、鍛煉學生分析和解決問題的能力。另外，“設計”要求具備自主創新意識和團隊協作能力，應在實踐教學中鼓勵學生打破常規、靈活運用基礎知識、充分發揮自身特點并和團隊成員形成優勢互補，鍛煉和提升創新能力和團隊協作能力。

篇（10）

固態電源的基本任務是安全、可靠地為負載提供所需的電能。對電子設備而言，電源是其核心部件。負載除要求電源能供應高質量的輸出電壓外，還對供電系統的可靠性等提出更高的要求。

IGBT是一種目前被廣泛使用的具有自關斷能力的器件開關頻率高廣泛應用于各類固態電源中。但如果控制不當，它很容易損壞。一般認為IGBT損壞的主要原因有兩種：一是IGBT退出飽和區而進入了放大區使得開關損耗增大；二是IGBT發生短路，產生很大的瞬態電流，從而使IGBT損壞。IGBT的保護通常采用快速自保護的辦法即當故障發生時，關斷IGBT驅動電路，在驅動電路中實現退飽和保護；或者當發生短路時，快速地關斷IGBT。根據監測對象的不同IGBT的短路保護可分為Uge監測法或Uce監測法二者原理基本相似都是利用集電極電流IC升高時Uge或Uce也會升高這一現象。當Uge或Uce超過Ugesat或Ucesat時，就自動關斷IGBT的驅動電路。由于Uge在發生故障時基本不變，而Uce的變化較大并且當退飽和發生時Uge變化也小難以掌握因而在實踐中一般采用Uce監測技術來對IGBT進行保護。本文研究的IGBT保護電路，是通過對IGBT導通時的管壓降Uce進行監測來實現對IGBT的保護。

采用本文介紹的IGBT短路保護電路可以實現快速保護，同時又可以節省檢測短路電流所需的霍爾電流傳感器，降低整個系統的成本。實踐證明，該電路有比較大的實用價值，尤其是在低直流母線電壓的應用場合，該電路有廣闊的應用前景。該電路已經成功地應用在某型高頻逆變器中。

1短路保護的工作原理

圖1(a)所示為工作在PWM整流狀態的H型橋式PWM變換電路（此圖為正弦波正半波輸入下的等效電路，上半橋的兩只IGBT未畫出），圖1(b)為下半橋兩只大功率器件的驅動信號和相關的器件波形。現以正半波工作過程為例進行分析（對于三相PWM電路，在整流、逆變工作狀態或單相DC／DC工作狀態下，PWM電路的分析過程及結論基本類似）。

在圖1所示的電路中，在市電電源Us的正半周期，將Ug2.4所示的高頻驅動信號加在下半橋兩只IGBT的柵極上，得到管壓降波形UT2D。其工作過程分析如下：在t1～t2時刻，受驅動信號的作用,T2、T4導通（實際上是T2導通,D4處于續流狀態），在Us的作用下通過電感LS的電流增加，在T2管上形成如圖1（b）中UT2D所示的按指數規律上升的管壓降波形，該管壓降是通態電流在IGBT導通時的體電阻上產生的壓降；在t2～t3時刻，T2、T4關斷，由于電感LS中有儲能，因此在電感LS的作用下，二極管D2、D4續流，形成圖1（b）中UT2.D的陰影部分所示的管壓降波形，以此類推。分析表明，為了能夠檢測到IGBT導通時的管壓降的值，應該將在t1～t2時刻IGBT導通時的管壓降保留，而將在t2～t3時刻檢測到的IGBT的管壓降的值剔除，即將圖1（b）中UT2.D的陰影部分所示的管壓降波形剔除。由于IGBT的開關頻率比較高，而且存在較大的開關噪聲，因此在設計采樣電路時應給予足夠的考慮。

圖2IGBT短路保護電路原理圖

根據以上的分析可知，在正常情況下，IGBT導通時的管壓降Uce(sat)的值都比較低，通常都小于器件手冊給出的數據Uce(sat)的額定值。但是，如果H型橋式變換電路發生故障（如同一側橋臂上的上下兩只IGBT同時導通的“直通”現象），則這時在下管IGBT的C～E極兩端將會產生比正常值大很多的管電壓。若能將此故障時的管壓降值快速地檢測出來，就可以作為對IGBT進行保護的依據，從而對IGBT實施有效的保護。

2短路保護電路的設計

由對圖1所示電路的分析，可以得到IGBT短路保護電路的原理電路圖，如圖2所示。在圖2所示電路中IC4及其器件構成選通邏輯電路，由IC5及其器件構成濾波及放大電路，IC2及其器件構成門限比較電路，IC1及其器件構成保持電路。正常情況下，D1、D2、D3的陰極所連接的IC2D、IC2C及CD4011的輸出均為高電平，IC1的輸出狀態不會改變。假設由于某種原因，在給T2發驅動信號的時候，H型橋式PWM變換電路的左半橋下管T2的管壓降異常升高（設電平值為“高”），即T2－d端電壓異常升高，則該高電平UT2－d通過R2加在D8的陰極；同時，發給T2的高電平驅動信號也加在二極管D5的陰極。對IC2C來說，其反相輸入端為高電平，若該電平值大于同相輸入端的門檻電平值的話，則IC2C輸出為“低”。該“低”電平通過D2加在R－S觸發器IC1的R輸入端，使其輸出端Q的輸出電平翻轉，向控制系統發出IGBT故障報警信號。如果是由于右半橋下管T4的管壓降異常升高而引起IC2D輸出為“低”，則該“低”電平通過D1加在R－S觸發器IC1的R輸入端，使其輸出端Q的輸出電平翻轉，向控制系統發出IGBT故障報警信號。由IC5A和IC5C及其器件構成的濾波及放大電路將選通電路送來的描述IGBT管壓降的電壓信號進行預處理后，送給由IC5B構成的加法器進行運算處理。若加法器的輸出電平大于由R22和R32確定的門檻電平，則會使R－S觸發器IC1的R端的第三個輸入端為“低”，也向控制系統發出IGBT故障報警信號。改變由R22和R32確定的門檻電平，就可以靈活地改變這第三路報警信號所代表的物理意義，從而靈活地設計保護電路。圖2中的端子T4－d、T2－d，分別接在T4、T2的集電極上，T4－G、T2－G分別接IGBT器件T4、T2的驅動信號。在電路設計時應該特別注意的是，D8、D5、D9、D4必須采用快速恢復二極管。

3仿真及實驗結果